А
Б В
Г Д
Е Ж
З И
К Л
М Н
О П
Р С
Т У
Ф Х
Ц Ч
Ш Э
Ю Я
Реферат: Время-цифровой преобразователь
Время-цифровой преобразователь
ОГЛАВЛЕНИЕ
Введение стр.2
1. Выбор метода преобразования и стандарта. стр.3
1.1. Существующие типы ВЦП стр.3
Обоснование выбора метода Уилкинсона стр.4
Обоснование выбора стандарта стр.4
1.4. Технические требования стр.5
2. Функциональная схема прибора стр.5
2.1. Описание ВЦП по функциональной схеме стр.5
2.2. Особенности узла растяжки временного интервала стр.7
2.3 Зарядный ключ стр.10
3. Стретчер стр.11
3.1. Принципиальная схема основных узлов стретчера стр.11
Результаты моделирования стр.12
Выбор полевых транзисторов стр.15
4. Цифровая часть ВЦП стр.17
5. Разработка печатной платы прибора стр.17
Литература стр.19
Введение.
В экспериментальной физике часто стоит задача измерения спектра какой-либо величины. Результаты таких измерений необходимо представлять в цифровом виде для проведения их математической обработки. Поэтому в состав спекрометрических стендов входят преобразователи различных величин в цифровой код. Поскольку общим для всех таких преобразователей является то, что они преобразуют непрерывно изменяющуюся величину в дискретный код, все такие приборы являются аналого-цифровыми преобразователями (АЦП). Для спектрометрических измерений очень важно, чтобы каждому цифровому коду соответствовал равный диапазон значений измеряемой величины. Разброс этих диапазонов характеризуется дифференциальной нелинейностью АЦП, которая определяется как :
,
где ,- действительное и среднее значение ступени квантования. Для АЦП нормируется максимальное значение дифференциальной нелинейности (во всём диапазоне преобразования).
Одним из типов АЦП, часто применяемых при спектрометрических измерениях, является время-цифровой преобразователь (ВЦП). Для временных измерений, проводимых с современными детектирующими устройствами (сцинтилляторы, микростриповые детекторы, проволочные камеры и т.п.), требуются ВЦП со следующими характерными параметрами :
измеряемый временной интервал 20 нс - 10 мкс;
цена канала 25 пс - 5 нс;
разрядность 10 - 12 бит.
ВЦП в стандарте "CАМАC", произведённые в ИЯФ, были разработаны в 80-х годах. Их временное разрешение около 1 нс, а цена канала не менее 0.5 нс. Таким образом, они не отвечают современным требованиям, возросшим в связи с усовершенствованием физических устройств. Коммерчески доступные ВЦП, выпускаемые зарубежными фирмами (LeCroy, CAEN, ORTEC), перекрывают требуемый диапазон параметров. Но их цена этих приборов порядка $ 2000, что делает их труднодоступными для нас. В связи с этим возникла потребность в разработке прибора, который обеспечивал бы качественное измерение коротких временных интервалов с малой ценой канала. Целью моей дипломной работы и была разработка такого прибора.
1. Выбор метода преобразования и стандарта.
1.1 Существующие типы ВЦП.
В зависимости от используемого метода измерения временных интервалов ВЦП бывают следующих основных типов [1] :
ВЦП прямого счёта. Их метод измерения состоит в подсчёте числа тактовых импульсов генератора в течение измеряемого промежутка времени с помощью счётчика. При этом цена канала равна периоду импульсов тактового генератора. Современные счетчики могут работать на частотах порядка 300 МГц. Соответствен, минимальная цена канала ВЦП, достижимая с помощью метода прямого счёта, может быть около 3 нс.
ВЦП нониусного типа. Измерение интервалов времени производится по методу верньерной интерполяции (нониусный метод). Используются три опорных генератора : главный эталонный генератор, работающий непрерывно с периодом Т0 ; и два дополнительных генератора с периодом (1+1/n)Т0 . Один из дополнительных генераторов запускается в начале измеряемого интервала, а второй - в конце. Быстродействующая схема следит за тем, когда произойдёт совпадение фазы каждого из дополнительных генераторов с фазой эталонного генератора. Подсчитываются числа импульсов основного и дополнительных генераторов, которые проходят до моментов совпадения фаз. Эти числа используются для вычисления величины измеряемого временного интервала, которая определяется с точностью до (1/n)Т0 . Метод верньерной интерполяции при использовании современной элементной базы может обеспечить минимальную цену канала примерно 0.25 нс. [2]
ВЦП “Уилкинсоновского” типа. Метод измерения (Уилкинсона) состоит в том, что длительность измеряемого интервала “растягивается” в определённое число раз с помощью заряда и последующего разряда конденсатора. Коэффициент растяжения равен отношению зарядного тока к разрядному. “Растянутый” интервал оцифровывается, как правило, прямым счётом. Метод Уилкинсона в сочетании с оцифровкой прямым счётом позволяет получить минимальную цену канала порядка десятков пикосекунд.
1.2 Обоснование выбора метода Уилкинсона.
ВЦП, в которых преобразование производится методом Уилкинсона, по ряду параметров превосходят приборы, построенных по первому или второму методам. Характерные значения параметров ВЦП, имеющих цену канала менее 100 пс, приведены в Табл.1 [3].
Таблица 1
Параметр
CAEN C414
LeCroy 2228A
KA-215M
Число каналов
8
8
4
Разрядность
12
11
11
Диапазон, нс
100
100
170
Разрешение, пс
25
50
90
Интегральная нелинейность, %
0.04
0.13
0.02
Дифференциальная нелинейность, %
1.5
10
1
Рабочий диапазон, % шкалы
95
100
100
время преобразования, мкс
26
100
28
Наиболее важным преимуществом Уилкинсоновского метода для спектрометрических ВЦП является то, что этот метод позволяет достигать наименьшей дифференциальной нелинейности при малой цене канала и 10..12 - разрядной шкале. Поскольку проектируемый ВЦП должен иметь цену канала не более 50 пс и малую дифференциальную нелинейность, решено было применить уилкинсоновский метод преобразования.
1.3 Обоснование выбора стандарта.
ВЦП предназначен для работы в составе спектрометрических стендов. В ИЯФ такие стенды чаще всего собираются для конкретных работ на ограниченное время. Поэтому стенды представляют собой набор блоков различного назначения, выполненных согласно одному стандарту и размещённых в стандартном крейте. В настоящее время в мире существует несколько стандартов, регламентирующих конструкцию блоков и протокол обмена информацией между блоками стенда и компьютером (“VME” (“VXI”), “CAMAC”, “FastBus”). В настоящее время в ИЯФ наиболее распространённым стандартом такого рода является стандарт “CAMAC”. Этот стандарт наиболее широко поддерживается аппаратно и программно. Поэтому решено было делать ВЦП именно в стандарте “CAMAC”.
1.4 Технические требования.
Итак, базовые технические требования, принятые при проектировании данного ВЦП, следующие :
Основное назначение - спектрометрический ВЦП;
Разрядность - 12 бит ;
Цена канала - не более 50 пс.
Стабильность коэффициента преобразования - не хуже 0.05%
Дифференциальная нелинейность - не более 5% е.м.р.
Метод преобразования - Уилкинсоновский
Возможность измерять интервалы времени между сигналами произвольной полярности, а также длительность импульсов и период следования импульсов.
Конструктив и интерфейс - по стандарту “CAMAC”.
2. Функциональная схема прибора.
2.1 Описание работы ВЦП по функциональной схеме.
Функциональная схема предлагаемого ВЦП приведена на рис.1 .
Прибор включает в себя :
входное устройство, позволяющее выбирать интересующий нас режим работы по входным сигналам
усилительное звено с нелинейной обратной связью, выполняющее функции прецизионного компаратора
генератор импульсов ( 200МГц )
12-ти разрядный счётчик
“CAMAC”-интерфейс.
ВЦП работает следующим образом. После предыдущего цикла измерения (или после команды сброса) ВЦП находится в состоянии готовности к приёму сигналов. При этом зарядный ключ "выключен", т.е. зарядный ток IС протекает через правый (по схеме) транзистор ключа и, соответственно, не поступает на запоминающую ёмкость C. Ток I2 равен половине I1 . Дополнительный ток, равный разности (I1-I2), отбирается цепью ООС. Таким образом, заряд запоминающей ёмкости С не меняется, и напряжение на входе усилителя устанавливается соответственно условию равновесия в петле ООС. Усилитель находится в состоянии готовности к переключению. На выходе компаратора низкий логический уровень.
Рис.1 Функциональная схема ВЦП.
Входная схема может быть запрограммирована так, что стартовым моментом может считаться поступление положительного или отрицательного фронта на любой из двух входов ВЦП. Это позволяет измерять временные интервалы между импульсами произвольной полярности, а также длительность и период следования импульсов, поступающих на вход прибора. По приходу "стартового" фронта формирователь "ворот" (Gate Former) выдаёт сигнал "ворота", который действует в течение измеряемого интервала, и заканчивается по приходу “стопового” фронта. Этот сигнал переключает зарядный ключ, а также через небольшую задержку синхронизирует генератор импульсов. По окончании "ворот" зарядный ключ переключается в начальное состояние.
При переключении зарядного ключа ток IС начинает заряжать запоминающую ёмкость C. При этом компаратор, построенный на основе усилителя с нелинейной обратной связью, переключается из лог.0 в лог.1 . После отключения зарядного тока запоминающая ёмкость медленно разряжается разностью токов (I1-I2). До окончания её разряда компаратор находится в состоянии лог.1 . Этот сигнал разрешает счёт тактовых импульсов счётчиком. При переключении компаратора из лог.1 в лог.0 счёт импульсов прекращается, и управляющая схема переводит блок в режим ожидания считывания (или команды сброса). Приём новых сигналов запрещается, выставляется сигнал LAM, и содержимое счётчика может быть считано по шине “CAMAC”.
2.2 Особенности узла растяжки временного интервала.
Определяющую роль в обеспечении проектных параметров ВЦП играет схема растяжки времени (стретчер). В данном ВЦП этот узел имеет две существенные особенности :
Отсутствует ключ разрядки запоминающей ёмкости, поэтому разрядный ток, равный разности токов (I1-I2), протекает всегда. Поскольку этот ток постоянен и во много раз меньше зарядного тока, на процесс заряда запоминающей ёмкости это не влияет. При отключении зарядного тока сразу же начинается разряд ёмкости. Он продолжается до момента переключения компаратора из состояния лог.1 в состояние лог.0, после чего разрядный ток компенсируется током, отбираемым цепью ООС. Поскольку разряд ёмкости и, соответственно, момент переключения компаратора в лог.0 оказываются привязанными по времени только к окончанию измеряемого временного интервала, фазу колебаний задающего генератора необходимо привязать к началу этого интервала. При стабильности частоты генератора порядка 10-4, такое решение позволит достичь меньшей погрешности измерения.
Вместо прецизионного компаратора используется усилитель с нелинейной обратной связью в сочетании с простейшим компаратором. Это сделано из следующих соображений. В нашем случае для построения стретчера по "стандартной" схеме потребовался бы компаратор с малым дрейфом (меньше 0.5 мВ в диапазоне температур), с малым входным током, с малой задержкой и временем переключения (переключение в уровнях ЭСЛ не больше чем за 10 нс, со стабильной (что очень важно) задержкой при величине перепада входных уровней ~0.5 мВ ). Интегральных компараторов, которые можно было бы применить без предварительных испытаний, не выпускается ( AD, Maxim , Harris ).
Вышеуказанные особенности повлияли на устройство всего узла стретчера в целом. Функциональная схема предлагаемого стретчера приведена на рис.2 . Временные диаграммы работы стретчера в процессе измерения показаны на рис.3 .
В режиме покоя зарядный ключ "выключен", т.е. зарядный ток IС протекает через транзистор VT1 и, соответственно, не поступает на запоминающую ёмкость C. Ток I2 равен половине I1 . Дополнительный ток, равный разности (I1-I2), отбирается через диод VD2. Диод VD1 при этом заперт, т.к. напряжение его катоде равно Uref2 , которое
Рис.3 Временные диаграммы работы стретчера.
Рис.2 Функциональная схема стретчера.
устанавливается выше, чем напряжение на выходе усилителя в этом режиме. Таким образом, в режиме покоя образуется петля ООС, состоящая из диода VD2 и канала полевого транзистора VT3. Поэтому заряд запоминающей ёмкости С не меняется, и напряжение на входе усилителя устанавливается соответственно условию равновесия в петле ООС. Усилитель находится в состоянии готовности к переключению. На выходе компаратора низкий логический уровень.
При включении зарядного ключа напряжение на входе усилителя начинает резко уменьшаться, что вызывает возрастание выходного напряжения. Диод VD2 запирается, и выходное напряжение растёт с предельной скоростью нарастания (участок 1 на временной диаграмме выходного напряжения) до тех пор, пока оно через диод VD1 не поступит на нижнюю (по схеме) обкладку запоминающего конденсатора. При этом компаратор переключается в состояние лог.1 . После того, как диод VD1 открывается, образуется петля ООС, состоящая из VD1 и C. С этого момента до окончания измерения, когда разряд запоминающей ёмкости и связанное с ним уменьшение выходного напряжения усилителя вызовут запирание VD1, выходное напряжение усилителя изменяется со скоростью, определяемой суммой токов, поступающих на запоминающую ёмкость, и величиной этой ёмкости (участки 2 и 3 временной диаграммы).
После запирания VD1 до отпирания VD2 скорость убывания выходного напряжения определяется в основном скоростью разряда запоминающей ёмкости и коэффициентом усиления усилительного звена :
Примерно в середине этого промежутка времени (участок 4 временной диаграммы) происходит переключение компаратора из лог.1 в лог.0 . Напряжение на выходе усилителя перестаёт уменьшаться, когда ток, отбираемый через открывшийся диод VD2, скомпенсирует разрядный ток. Таким образом схема возвращается в первоначальное состояние
2.3 Зарядный ключ.
Рис.4 Упрощенная схема зарядного ключа.
Транзисторный ключ, применяемый для коммутации тока заряда IC , вносит различные погрешности в результаты измерений [4]. Одним из источников погрешности является температурный дрейф тока базы транзистора VT2. Простая оценка величины погрешности, вносимой дрейфом базового тока, может быть сделана следующим образом. В данной схеме стретчера зарядный ток IC =20мА коммутируется ключом на двух транзисторах КТ399 (рис.4), у которых типовой коэффициент передачи тока при токе коллектора 20мА может меняться в пределах (((60(80) в диапазоне температур от 20(C до 70(C [5]. Соответственно, ток базы может изменяться в пределах (0.33(0.25)мА, что даёт величину погрешности более 0.4%. Такая потеря точности недопустима по техническим условиям. Ещё одним источником погрешности являются паразитные параметры транзистора (ёмкости переходов, выходное сопротивление), которые нелинейны и также зависят от температуры [6].
Чтобы уменьшить эти погрешности, можно было бы выполнить правое по схеме плечо транзисторного ключа по схеме Дарлингтона. Однако ещё лучше использовать для уменьшения погрешностей полевой транзистор, у которого ток затвора пренебрежимо мал, а выходное сопротивление и ёмкость затвор-сток вносят меньшие погрешности, чем аналогичные паразитные параметры биполярного транзистора. Поскольку база транзистора VT2 подключена к истоку VT3, весь зарядный ток, включая ток базы VT3, используется для заряда запоминающей ёмкости. Таким образом мы исключили погрешность, вносимую током базы VT2. Погрешности, вносимые паразитными параметрами ключевых транзисторов, минимизированы : ключ разрядного тока в схеме отсутствует, а в ключе зарядного тока применён полевой транзистор.
Стретчер.
3.1. Принципиальная схема основных узлов стретчера.
Принципиальная схема основных узлов стретчера приведена на рис 5.
Рис.5 Принципиальная схема основных узлов стретчера.
Усилительное звено состоит из транзисторов VT4 и U1D, включенных каскодно, и выходного эмитерного повторителя U1B. Транзистор VT5 и цепь R6C5 служат для минимизации набега фазы и коррекции АЧХ и ФЧХ усилительного звена, что обеспечивает его устойчивость. Зарядный ключ выполнен на транзисторах VT1 и VT2. Полевой транзистор VT3 включен с общим затвором и служит для передачи тока базы VT2 к запоминающей ёмкости, а также для развязки входа усилителя от цепей, подключенных к истоку VT3. Дифференциальный ключ VT6, VT7 выполняет функции простого компаратора. Он обеспечивает переключение выходного напряжения между уровнями -2 В и -0.8 В при нагрузке на резистор 100 Ом, подключенный к источнику -2 В. Это необходимо для согласования с ЭСЛ.
Для работы схемы стретчера необходимы три опорных напряжения, формируемые специальными источниками. Опорное напряжение, поступающее на затвор VT3, устанавливается с учётом термокомпенсации падения напряжения на диоде VD2. Опорное напряжение, поступающее с эмиттера VT8 на нижнюю (по схеме) обкладку запоминающей ёмкости C1, обеспечивает термокомпенсацию падения напряжения на диоде VD1. Поэтому значения выходного напряжения, при которых происходит включение каждой петли ООС, не зависят от температуры. Опорное напряжение, поступающее на базу VT7, равно среднему арифметическому между этими напряжениями. Таким образом обеспечивается стабильность задержки переключения компаратора из лог.1 в лог.0 .
3.2. Результаты моделирования.
При разработке принципиальной схемы стретчера оптимизация параметров усилительного звена и зарядного ключа производилась с помощью моделирования. Задачей моделирования являлось проверить устойчивость и оценить время нарастания выходного сигнала при переключениях компаратора. Для моделирования использовалась программа LES (Linear Electronic circuit Simulator). Поскольку программа LES позволяет моделировать только линейные схемы, моделирование проводилось для каждого режима работы нелинейной ООС (отдельно для режима когда диод VD2 открыт, а VD1 закрыт, и наоборот). Т.к. элементы ключа входят в состав схемы нелинейной ООС, необходимо учитывать в модели и их параметры.
Расчетные характеристики усилительного звена с правильной коррекцией (о подборе коррекции см. ниже) показаны на рис.6 . Коэффициент усиления на низких частотах около 140, произведение коэффициента усиления на частоту не менее 250(106.
Для определения запаса устойчивости схемы с ООС выход цепи ООС в модели нагружается на каскад, идентичный входному каскаду усилителя. Моделирование показало, что при правильном выборе корректирующих элементов R6C5 усилитель устойчив с обеими петлями ООС (рис.7, 8). Запас по фазе составил не менее 31(.
Рис.6 АЧХ и ФЧХ усилительного звена.
Для проверки правильности принятых схемотехнических решений и расчётов был собран макет усилителя с нелинейной ООС. Во время измерения не было обнаружено существенных отклонений в его работе. На практике были получены следующие параметры :
устойчивость во всём диапазоне рабочих частот ;
стабильность порога компарирования ;
скорость нарастания выходного сигнала по заднему фронту 30 В/мкс.
Рис.7 АЧХ и ФЧХ петли ООС (в режиме покоя).
Рис.8 АЧХ и ФЧХ петли ООС (во время измерения)
3.3. Выбор полевых транзисторов.
Наиболее критичным элементом усилительного звена является полевой транзистор VT4. Крутизна этого транзистора оказывает определяющее влияние на коэффициент усиления и граничную частоту усилительного звена, и должна быть не менее 15мА/В. Ключевой транзистор VT3 должен иметь крутизну не меньше чем 2мА/В в диапазоне токов от 0.4мА до 1мА, т.к. от неё зависит изменение напряжения на базе VT2 при его включении, и, следовательно, управляющее напряжение переключения ключа. Эти значения приняты с учетом результатов измерений реальных параметров транзисторов КП341 (см. ниже). Поскольку полевые транзисторы VT3, VT4 используются в таких режимах, для которых паспортные данные отсутствуют и разброс параметров различных экземпляров транзисторов одного типа большой (в несколько раз), необходим предварительный отбор транзисторов. Для определения характерных параметров транзистора, на которые можно рассчитывать, были сделаны измерения переходных характеристик и затем их математическая обработка. Измерения производились при 10-12 значениях тока стока (в зависимости от начального тока стока конкретного экземпляра транзистора). По результатам измерений были построены переходные характеристики каждого транзистора с помощью интерполяции кубическими сплайнами. По этим характеристикам для каждого транзистора была рассчитана зависимость крутизны от тока стока. Затем была посчитана средняя переходная характеристика и средняя зависимость крутизны от тока стока (математическое ожидание). Для обеих зависимостей рассчитаны их разбросы от средних значений (среднеквадратическое отклонение). Результаты вычислений представлены в виде графиков рис.9 и рис.10 . Эти данные были использованы в качестве базовых при расчете схемы, и в качестве критерия отбора транзисторов.
Рис.8 зависимость тока стока от напряжения затвор-исток.
рис.9 Зависимость крутизны полевого транзистора от тока стока.
4. Цифровая часть ВЦП.
Логическая часть выполнена на микросхемах ЭСЛ (1500 и 500 серии). Управляющая часть выполнена на микросхемах ТТЛ.
Для того, чтоб обеспечить возможность измерения интервалов времени между сигналами произвольной полярности, а также длительности импульсов и период следования импульсов на входе прибора установлена схема, позволяющая программировать с помощью "САМАС"-интерфейса необходимый режим измерений. Эта схема включает в себя приёмники входных сигналов с парафазными выходами (1500ЛП114), два логических элемента "5-4-4-2ИЛИ-5И" (1500ЛК118), используемых в качестве мультиплексора для управления выбором входного сигнала с нужным фронтом и с нужного входа. На двух D-тригерах (1500ТМ131) и логическом элементе "И" (1500ЛМ102) реализована схема формирования "ворот".
Подсчет числа импульсов тактового генератора во время измерения производится 12-ти разрядным счетчиком, реализованным на трех микросхемах 1500ИЕ136. При переключении компаратора из лог.1 в лог.0 счёт импульсов прекращается, и управляющая схема переводит блок в режим ожидания считывания (или команды сброса).
Для управления логической частью прибора используется микросхема памяти К155РЕ3. Управление производится путём считывания информации с "CAMAC" и распределения управляющих сигналов по соответствующим блокам прибора.
По окончании счёта выставляется сигнал LAM, после чего информация в виде цифрового кода может быть считана по шине "CAMAC". Команда "СБРОС" принудительно сбрасывает в начальное состояние показания счётчика и схему формирования ворот. После чего прибор готов к работе.
5. Разработка печатной платы прибора.
Прибор обладает рядом свойств, таких как малая дифференциальная нелинейность, большая потребляемая мощность ( для 1500 серии порядка 350 мВт на корпус), высокое быстродействие ( Тактовая частота-200 МГц ) и т.д. Все эти параметры вносят свой вклад в разработку платы.
Печатная плата представляет собой четырёхслойную плату в стандарте "CAMAC" на два канала измерений.
Применение субнаносекундных микросхем 1500 серии накладывают существенные ограничения на организацию связей между ними при условии обеспечения допустимого уровня помех [7]. Эти микросхемы обладают большой чувствительностью к неоднородностям в линии ( из-за крутых фронтов ( t1нс ) уровень наводимых и отраженных помех может достигать больших значений ), что в свою очередь может отрицательно влиять на точность работы прибора (его дифференциальную нелинейность). Неоднородностями являются входные ёмкости приёмников сигналов, реактивные параметры контактов электрических соединителей и выводов микросхем, отводы от линии связи и т.п. Как правило величина отдельно взятой неоднородности такова, что рождающаяся от неё помеха не превышает помехозащищённость. Однако в этой работе в линиях связи часто присутствуют две или более неоднородностей. Поскольку амплитуда помехи зависит не только от величины, но и от расположения неоднородностей в линии связи, существует опасность суммирования помех и превышение помехозащищенности микросхем, что может привести к сбою в работе аппаратуры. По этой причине особое внимание уделялось детальной разводке сигнальных дорожек.
В данной работе использовались такие конфигурации линий связи, которые заведомо обеспечивают выполнения критерия допустимой помехи. Это такие типы организации связей как последовательный обход приёмников, сосредоточенная нагрузка и короткие радиальные связи.
Все связи между микросхемами ЭСЛ выполнены в виде полосковых линий сопротивлением 100 Ом. Сигнальные дорожки проведены на наибольшем возможном расстоянии друг от друга. Для обеспечения лучших экранирующих свойств весь третий слой платы использован как земляной. Корпуса микросхем серии 1500 расположены рядами, для удобства установки общих радиаторов.
Список литературы.
Харовиц П., Хилл У. "Искусство схемотехники" т.2.- М: "Мир" 1986
Гурин Е.И. "Нониусный измеритель временных интервалов с вычисляемым коэффициентом интерполяции." - Приборы и техника эксперимента, 1998, N0 4, с. 82-84.
Мерзляков С.И., Стрекаловский О.В., Цурин И.П. "4-канальный субнаносекундный преобразователь время-код КА-251М." - Приборы и техника эксперимента, 1995, N0 5, с. 102-106.
Глушковский М.Е. "Быстродействующие амплитудные анализаторы в современной ядерной физике и технике." - М: Энергоатомиздат 1986
Министерство электронной промышленности СССР "Полупроводниковые приборы" Справочник, том 13. Транзисторы. Издание второе. Научно-исследовательский институт,1988
Пасынков В.В., Чиркин Л.К. "Полупроводниковые приборы." - М : Высшая школа, 1987
Справочник. "Применение интегральных микросхем в электронной вычислительной технике ".- М : "Радио и связь". 1987
|
